中央大學電機工程學系學位論文
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本論文係以TSMC 0.18-μm CMOS 與0.35-μm SiGe BiCMOS 製程，研製接 收機射頻前端電路。而設計之電路主要包括應用於WiMax 系統之高線性度差動 低雜訊放大器、應用於WiMax 系統之前向饋入次諧波混頻器、使用在WiMax 系統之考畢茲壓控振盪器以及用於K 頻段之差動低雜訊放大器。 各電路之特性如下：WiMax 低雜訊放大器使用前向饋入校正技巧改善線性 度。藉由加入疊接補償轉導電路消除差動電路原有的非線性效應，在損失最少的 雜訊指數下得到線性度的改善。量測增益為15.2 dB，雜訊指數為2.95 dB，輸入 反射損耗為-23.3 dB，輸出反射損耗為-6.8 dB，而輸入1 dB 壓縮點為-13 dB，三 階截斷點為+3 dB，總功率消耗17.03 mW；使用轉導提升技巧之K 頻段差動低 雜訊放大器，利用變壓器耦合技巧，達成轉導提升的效果，使第一級放大器之功 耗與雜訊指數都能改善。量測增益為8.2 dB，雜訊指數為7.8 dB，輸入反射損耗 為-12.4 dB，輸出反射損耗為-10.2 dB，而輸入1 dB 壓縮點為-10 dB，三階截斷 點為0 dB，總功率消耗49.93 mW；次諧波混頻器使用差動前向饋入式轉導電路， 在消除三階非線性失真項的同時，也能增加主頻增益。量測RF 與IF 返回損耗 在2.5 – 2.7 GHz 均小於10 dB 以下。IF 降頻頻率為10 MHz，RF 頻率較LO 頻率 高，LO 功率為2 dBm 時最有效率，混頻器最大轉頻增益為6.2 dB。RF 頻率3-dB 操作頻寬為2.5 GHz – 3.9 GHz。IF 頻率3-dB 操作頻寬為10 MHz - 150 MHz。混 頻器增益壓縮點(1-dB compression point)為-8 dBm，三階截斷點(IIP3)為+5 dBm。 RF-LO、LO-IF 及RF-IF 隔離度均在-30 dB 以上。轉導提升之考畢茲壓控振盪器， 利用差動電路特性，達成轉導提升的效果，改善了以往考畢茲振盪器難起振的條 件，達到低功率的效能。頻率可調範圍為444 MHz，輸出功率為1.54 ~ 2.92 dB，離主頻100 KHz 之相位雜訊為-101.4 dBc/Hz，離主頻1 MHz 之相位雜訊為-124.1 dBc/Hz，振盪器本身消耗功率為2.46 mW。
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本論文係以TSMC 0.18-μm CMOS製程與TSMC 0.13-μm CMOS製程，研製應用於超寬頻（Ultra Wideband）系統之前端接收機、頻率合成器以及應用於V頻段之注入式鎖定除三除頻器。 第一部份為超寬頻接收機，此電路包含低雜訊放大器及混頻器。低雜訊放大器選用電阻並聯負回授來達成寬頻之需求。此外，電路中加入一電感來改善高頻增益衰減的問題。而為了達到寬頻輸入阻抗匹配，混頻器之轉導極加入了一負回授電阻。實驗結果顯示出，整體接收機之轉換增益為19.29 ~ 17.12 dB（Single-ended），輸入反射損耗最差小於-6.7 dB。雜訊指數於中頻100 MHz量得值為5.25 ~ 6.89 dB (DSB)。1-dB壓縮點為-24 ~ -28 dBm。三階截斷點為-7 ~ -11 dBm。LO-IF隔離度為-44 ~ -57 dB，LO-RF隔離度為-52.5 ~ -77 dB，RF-IF隔離度為-19.6 ~ -59 dB，整體電路之功率損耗為29.1 mW。 第二部份為超寬頻頻率合成器，此電路包含四相位壓控振盪器（QVCO）、電流模式邏輯（CML）除頻器、真單一時脈（TSPC）除頻器、頻率選擇器（Frequency Selector）、單端頻帶混頻器（SSB Mixer）、相頻檢測器（PFD）、充電泵（Charge Pump）、迴路濾波器（Loop Filter）。在壓控振盪器的部份，為了防止製程變異所導致振盪頻率偏移，加入了二進位加權開關，並提出了一適用於選擇開關電容以及變容器數值之經驗方程式。此外，為了提高頻率選擇器之隔離度，於電路中加入了複製（Dummy）電晶體。實驗結果顯示出，此電路可產生6個頻帶之訊號源以提供予UWB系統使用。整體迴路之相位雜訊在振盪頻率8.448 GHz差頻1MHz處，其值為-103.51 dBc/Hz。而在差頻10 kHz處，相位雜訊為-80.53 dBc/Hz。整體迴路之鎖住時間（Settling Time）大約為10 μs。頻帶間切換時間＜1 ns。6336 MHz頻段其旁帶抑制量為-37.75 dBc。整體電路之功率損耗為93.4 mW。 第三部份為60 GHz注入式鎖定除三除頻器，其中包含兩個不同的架構。架構一之除頻器實驗結果如下，當Vtune從0 V改變至1.8 V，注入訊號功率為5 dBm時，其可除頻率範圍為58.02 ~ 65.99 GHz。當Vtune固定於1.8 V，注入訊號功率為5 dBm時，單點電壓（@Vtune = 1.8 V）之鎖住範圍為180 MHz。此除頻器電路與緩衝放大器之直流功率損耗分別為1.395 mW及3.48 mW；第二個架構為改良第一種架構之除頻器，與第一種架構之不同處為，此除頻器未加入前置放大器，而改用變壓器直接注入之方式，有效提高注入效率，增加鎖住範圍。架構二之除頻器實驗結果如下，當Vtune從0 V改變至1.8 V，注入訊號功率為5 dBm時，其可除頻率範圍為56.5 ~ 66.4 GHz。當Vtune固定於1.8 V，注入訊號功率為5 dBm時，單點電壓（@Vtune = 1.8 V）之鎖住範圍為1750 MHz。此除頻器電路與緩衝放大器之直流功率損耗分別為3 mW及3.85 mW。
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本論文係以WINTM 0.15-μm pHEMT與TSMC 0.18-μm CMOS製程，研製應用於V頻段射頻接收機前端電路。主要設計電路包含低雜訊放大器、變壓器回授式壓控振盪器、次諧波電阻性混頻器與星形雙平衡混頻器。 次諧波電阻性混頻器，電路中包含在LO端使用的堆疊式馬遜平衡器與在RF端使用的微小型功率分配器。跟一般平面式的馬遜平衡器相比使用堆疊式馬遜平衡器主要是提高耦合量，以便獲得低的介入損耗與小的面積。而功率分配器是使用縮小尺寸的技術縮減原本需要的四分之一波長的傳輸線。綜合以上原因，此混頻器可獲得較小的晶片面積。星形雙平衡混頻器，電路中含有兩個小型化的對偶巴倫。縮小化的對偶巴倫是使用並電容在電路中的輸入、輸出或終止端。於此電路中對偶巴倫的微小化設計，相較於基本型之對偶巴倫將節省60%的面積，因此得到一個極小面積之星形雙平衡混頻器。 各電路之量測特性如下：低雜訊放大器方面：52.7 GHz的三級串接低雜訊放大器增益為13.59 dB，輸入反射損耗為11.76 dB，輸出反射損耗為12.81 dB，而輸入1 dB壓縮點為-12 dBm，模擬之雜訊指數在60 GHz為4.06 dB。壓控振盪器方面：26.2 GHz變壓回授式壓控振盪器，頻率可調範圍為473 MHz，輸出功率為-4.76 ~ -1.83 dBm，離主頻1 MHz之相位雜訊為-100.3 dBc/Hz，振盪器本身消耗功率為9.6 mW。混頻器方面: 次諧波電阻性混頻器於射頻頻率60 GHz時的轉換損耗為14.96 dB，輸入1-dB壓縮點為10 dBm，輸入三階交互調變交叉點為28 dBm，本地振盪對中頻訊號隔離度大於35 dB，本地振盪對射頻隔離度大於35 dB，射頻對中頻隔離度大於19 dB，晶片面積為0.99 × 0.82 mm2;星形雙平衡混頻器於射頻為60 GHz時，量測得到的轉換損耗為8.99 dB，輸入1-dB壓縮點為8.27 dBm，本地振盪對中頻訊號隔離度大於24 dB，本地振盪對射頻隔離度大於20 dB，射頻對中頻隔離度大於35 dB，晶片面積為0.68 × 0.59 mm2。
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本論文研製一寬頻共平面波導饋入之圓形單偶極天線，天線結構主要由共平面波導傳輸線與圓形金屬片所組成，藉由在共平面波導傳輸線接地面上設計一類似散佈式匹配網路性質的漸進式接地金屬面結構，大幅提升天線的阻抗頻寬，並改善天線在無漸進式結構下高頻輻射場型不佳的問題，然而此項設計卻造成天線在低頻之cross-polarization增加。本文提出在漸進式接地金屬面上加入週期槽線結構，有效地改善天線在低頻操作時，高cross-polarization之缺點，並且使天線於高頻操作時，仍保有輻射場型之全指向性。此天線結構模擬與量測結果相當一致，在電壓駐波比 的條件下，操作頻帶可由810MHz至5.87GHz，阻抗頻寬高達151%，此頻帶涵蓋了GSM、DCS、PCS、PHS、3G、WLAN、WIFI及WiMAX等無線通訊頻段，在上述操作頻帶內的輻射場型皆有良好的全指向性。在結構上，此天線為單面結構，易於印刷製作，可應用於上述頻帶之無線通訊系統上。
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本論文主要是開發一套有效率的載子濃度計算之模型，此模型是以費米積分為基礎，將任一濃度所對應之費米能量置成表格方式載入到元件模擬中。使用此表格將不再需要任何的數值積分方法，而為了提高查表法的效率，我們使用新變數去輔助元件模擬，將可以大量減少查表的頻率。而我們也將此模型加以改良使我們的金氧半導體之源極、汲極與基板能掺雜到更高等級的濃度，並且，我們也利用我們已開發的模型來探討在二極體和金氧半導體元件在電流的分析，以了解玻茲曼近似積分與費米-德笍克積分的差異。
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本論文提出兩種新型的正交多工開關鍵控調變家族。傳統正交多工正交振幅調變(Orthogonally-Multiplexed Orthogonal Amplitude Modulation,OMOAM) 及正交多工正交相位調變(Orthogonally-Multiplexed Orthogonal Phase Modulation, OMOPM)所使用的正交群信號方式，本文以開關鍵控信號方式加以取代，並形成正交多工開關鍵控振幅調變(Orthogonally-Multiplexed On-Off-Keyed Amplitude Modulation, OMO2AM)及正交多工開關鍵控相位調變(Orthogonally-Multiplexed On-Off-Keyed Phase Modulation, OMO2PM)家族。由典型頻限性及時限性基底信號所建構的正交多工開關鍵控振幅及相位調變家族，本文以頻帶外功率分布探討其功率頻譜密度的特性; 並基於最大相似原理，推導在白高斯雜訊環境下同調解調信號之最佳化接收機性能，分別以聯合邊限及近似邊限分析比次錯誤率，並以電腦模擬驗證。由數值分析結果，正交多工開關鍵控振幅調變及正交多工開關鍵控相位調變可提供除了傳統正交多工正交振幅調變及正交多工正交相位調變之外，在功率效益及頻譜效益上更多的設計選擇。當信號基底由可實現的正交方波構成時，正交多工開關鍵控家族更可提供比一些常用的正交頻分多工信號更 好的功率效益及頻譜效益。本文也分析在IFFT 實現架構下的接收效能; 正交多工開關鍵控家族仍可應用於多路徑延遲擴散環境下。
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本論文介紹應用於數位電視頻帶(UHF 470-710 MHz)之平衡-不平衡轉換器(Balun)。因應數位電視分佈於較低頻帶的需求，傳統馬群(Marchand)平衡-不平衡轉換器因為其四分之波長耦合線，有電路面積過大的問題。本論文提出利用傳統馬群平衡-不平衡轉換器架構，將原本電路結構之開路端變成短路端，使耦合線長度由 縮短成 ，應用於較低輸出阻抗轉換時，仍能得到良好之電氣響應。同時利用一個於開路端聯接到地的電容器，找出開路與短路架構兩者之間控制頻寬的機制，則在本文中也有詳細的探討。在之後章節裡進一步提出微小化，並適用於窄頻操作，且達成各種實數輸出阻抗轉換之平衡-不平衡轉換器，但其對輸出阻抗的改變是較為敏感的。引入阻抗中心並以放大器設計觀點為例，提出能在一段實數輸出阻抗範圍下，中心頻率皆不隨之飄移之電路架構，且頻寬具有可調性，耦合線長度更可縮短至 。最終，提出符合單面電路板的佈局方法，可做為實現全平面電路的另外一種選擇。本論文設計之平衡-不平衡轉換器，其平衡端大小差皆在0.5dB，相位差皆在5度之內。所有的量測與模擬結果皆在FR4基板上實現，均有良好的一致性。
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本論文主要在探討槽線(Slotline)環形共振器結構特性，由於共振器的使用在電路上數量繁多，饋入耦合能量的方式也多有不同。因此本論文研究在槽線架構下，不同饋入方式在頻率響應上的影響。以等效電路模型為基礎，設計一系列的分析，逐步地推導出槽線環形共振器的架構，並藉由此等效電路模型，改善饋入方式和環形架構，實現具有環形共振器特性的平面電路。本論文中使用全波電磁模擬軟體IE3D和HFSS完成槽線環形共振器的設計，並使用電路模擬軟體ADS完成等效電路的設計，將電路實做於FR4基板上，經由比較模擬與實做的結果，確認設計的正確性。
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在語者辨識中，有效的訓練語料是非常重要的，因為是以其來建立語者模型，所以對辨識效果有很大的影響。傳統的語者模型都是以最大相似度為準則，雖然在大量的訓練語料下有很好的效果，但在極少量的訓練語料下卻不然，並且因為最大相似度估計的方法，是利用同一個語者的訓練語料去訓練此語者的模型，而跟其他語者的訓練語料則無相關。由於此種模型訓練時並沒有考慮到語者辨識時，語者模型互相間的關係，所以在語者辨識時容易產生混淆。因此近年來有所謂的鑑別式聲學模型訓練方式被提出來，不以最大化訓練聲學語料的相似度為目標，而以最小化分類錯誤為目標。 本論文中我們使用最小錯誤鑑別式重新去訓練語者模型，並利用支撐向量機來改善最小錯誤鑑別式，由於最小錯誤鑑別式在競爭語者數量的設定方面不夠強健，所以我們透過語者模型對調適語料的分數，附上類別標籤後來訓練支撐向量機，再由其支撐向量選取競爭語者，使選取競爭語者這方面比傳統最小錯誤鑑別式較有強健性，也有較高的語者辨識效果。
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在這篇論文中，我們使用新變數來處理一維元件之AC模擬，同時，使用兩種方法來執行模擬，其一是經由內部模擬器來進行，另一個是經由外部模擬器，也就是我們實驗室所開發的AC_CKT 電路模擬器來執行。我們會介紹AC_CKT的使用方法並用幾個範例來介紹輸入檔的撰寫格式，然後我們以一個金氧半電晶體來做驗證，在不同頻率下量測其C-V曲線，最後比較兩種方法得到的模擬結果。